質問回答コーナー
このページは皆さんが自作アンプの事で日ごろ疑問に思った事、製作記事で不明な点等を知ってる人が答えて一種のFAQデーターベースにしようと言うものです。またご意見をうかがってそれに対する異論反論を展開するオブジェクションの場にも使えます。但し、個人攻撃や余りにも無責任な発言に対しては削除する場合があります。物品の売買に関しては一切責任を持ちかねますので、その場合はあくまで互いの個人責任で行ってください。
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このボードは手作りアンプの会に所属しますので、投稿内容は手作りオーディオ関係に限定させていただきます。これ以外の書き込みに対しては消去させていただきます事をご了承ください。
最近悪質な書き込みでデータが一部汚される事件がありました。そこで申し訳ありませんが、記事中に禁止ワードを設定しました。「．ｐｌ」「．ｒｕ」（実際は半角ＡＳＣＩＩ文字）があると書き込みができませんのでご了承ください。
更に日本語コードの入らない投稿に関しては受ないようにしました。一部海外在住の方で日本語が使えない環境の方にはご迷惑をおかけしますが、ご了承ください。
お世話になり、ありがとうございました。
しばらく試聴していましたが、KT88らしい解像度の良いキレの有る音が出て、低音のDF感は今一つですが、余裕のある良い音がしています。
やらかした割には十分満足な出来になりました。
これも、ＶＴ様、菊地様のお陰です。
毎回、新しいテーマ（今回は3段直結回路でした）で製作していますので、又、お世話になる事もあるかと思いますが、その節はよろしくお願いいたします。
ありがとうございました。
谷口様
各部の電圧が設計通りになっているようであれば「KT88の自己バイアス抵抗である1.5KΩと出力トランスの間の配線を外して1.5KΩを直接GNDに接続する」状態で常用していただいても、真空管などに無理がかかることはありませんのでご安心ください。(そのため、この状態が落としどころの一つとなると考えてチェックの第一ステージにしていました。)
予測はしていたものの、出力トランスを含めた負帰還にできなかったのは残念です。
最後に、現状や出典・変更点などいろいろな情報を最初から明示していただいていたおかげで、異常原因の推測がスムーズに行うことができました。ありがとうございます。
おぉ、無事に解決したようで良かったですね。おめでとうございます。
手こずるようら、私も図書館に行ってＭＪ誌を探そうかと思っていたのですが、
ＶＴさんの適切なアドバイスのお陰で解決して、外野ながら一安心です。
お世話になり、ありがとうございます。教えて頂いた様にやってみましたところ、各電圧も回路図と数V差以内に収まり動作する様になりました。只、やはり出力トランスをNFB回路に入れると歪や利得が酷い事になりましたので外しました。K-G2帰還のみにするとそれなりの音になりましたので、それで完成としたいと思います。（KT88のバイアス抵抗をEに落としました。）回路的に無理が無いようでしたらそれで行こうと思いますが、大丈夫でしょうか？
お陰様で、高価な部品がガラクタにならずに済みました。
本当にありがとうございました。
ＶＴ様、丁寧かつ分かりやすい説明をありがとうございます。知識の乏しい自分でも分かった様な気がします。
図5を良く見ると0Vからの接続になっていますね。
出力トランス２次側からのNFBが有る場合は特に迂闊にトランスを変更してはいけませんね。以後気を付けるようにします。
まだまだ教えて頂きたい事は山のようにありますが、取り敢えず教えて頂いた様にやってみます。
又、結果をご報告いたしますので、見守ってやって下さい。
ありがとうございました。
谷口様
はい、MJ2023年2月号を持っています。
記事の回路図では、KT88のKと6SJ7のG2に行く線は、NFB用の巻き線の下側から取っています。
で、PMF-30WS-1.6Kのトランスは図5にあるように1次側上端子(P)の電圧が高い時は2次側の上の端子(SPの16ΩとNFBの24Ω)の電圧が高くなるように巻かれています。
そこでNFBの24Ω側をGNDに落としてNFBの0Ω側から信号を取り出すことで正負を反転して、それをKT88のKと6SJ7のG2に戻している(帰還)しているので、負帰還(NFB)になっているわけです。
一方、NFBの24Ω側やSPの16Ωから戻すと正の信号のまま戻すから正帰還(PFB)になってしまいます。
負帰還というのは、車に例えると速度が上がりすぎたら減速し、速度が下がりすぎたら加速することで適切な速度で走るようにコントロールをしている状態ですが、現在の正帰還の状態はこれの逆で、速度が上がりすぎたらさらに加速し、速度が下がればさらに減速するというコントロールをしている暴走自動車状態になっているので、あちこち電圧異常が生じているということです。
もう一つ気になるのは出力トランスを変えていることです。
54頁の「また、低端域でのピークを抑えるためのコンデンサの容量は0,068μFが私のシステムでは最適となりました。同様に広域でのあばれをなくすために積分補正回路(30pF+22KΩ)も入れてあります。」という記述は、逆に言うと、高域や低域の特性に影響を及ぼす出力トランスを変えてしまったら、ここも併せて調整の必要があるかもしれないという点です。
そこで、できればまず「KT88の自己バイアス抵抗である1.5KΩと出力トランスの間の配線を外して1.5KΩを直接GNDに接続する」ことでKT88-6SJ7間の帰還だけ有効にして、出力トランスは帰還ループの外に出した状態動作チェックをします。(この状態でもDCレベルでは問題なく動作し、音質はいざ知らずちゃんと音も出るはずで、ダメなら他にも問題があるということです。)
それで問題がなければ1.5KΩを0Ω端子側に16Ω端子はGNDに接続しなおして最終チェックするというステップを踏むことをお勧めします。
菊地様、ＶＴ様、ありがとうございます。
菊地様のおっしゃる通りコンデンサを外してみた所、初段～6SN7、6SN7～KT88共に250V位で若干電圧が上がりました。
ＶＴ様は回路図をお持ちなのですね、6SJ7は6.3～0VでEに落としてあります。測定値も6.3Vになっています。
NFBに関しましてはなんとなく概念的にしか理解しておらず、電気的にはさっぱりです。ご指摘の通り2次側16Ω端子を同じ様に繋いであります。
NFB回路の部分は電圧も上がらず、初段G2にかんしては－30Vで、おかしいとは思ったのですが、KT88が暴走しているせいかな？位に思っていました。
では、SP端子の配線はそのままで、NFBの配線のみ黒・青を逆にすれば、音質はともかく、取り敢えず動作はすると言う事でしょうか？
ご指南下さい。
おっと、出力管を抜くと前段の動作も異常動作になってしまうとの事で、これは失礼しました。
やはり回路図無しでのトラブルシュートは無理っぽいですね。
谷口さん、
前回の私の書き込みは全て撤回です。済みませんが無視して下さい。
谷口様
このアンプは12SJ7-6SN7-KT88が直結で、かつ、初段(12SJ7)のG2電源がKT88のカソードから取られているためにどれか1本でも真空管を抜いてしまうとまともにチェックできないという優しくない設計になっています。
原設計では12SJ7に対して6SJ7を用いているということですが、これに合わせてヒーターの配線を変えていますでしょうか。
また、PMF-30WS-1.6KはNFB用の巻線がありますが、PMF-15WS-1.6KにはNFB巻線がありませんが、ここをどのようにしているのでしょうか。
もし、出力巻線を使っているなら、青(16Ω)側をGNDに接続して黒(com)側からNFBを掛けないと位相が反転しているためにPFBとなってしまい、発振→暴走となってしまう可能性があるでしょう。
これについてはチェックのためにKT88の自己バイアス抵抗である1.5KΩと出力トランスの間の配線を外してGNDに接続することでフィードバックを外すという手もあるかとはおもいます。
なお、PMF-30WS-1.6KのNFB巻線は24Ωに対し、PMF-15WS-1.6Kは16Ωまでしかありませんから、NFB量が異なってしまいますし、負帰還抵抗の調整や補正回路の定数変更が必要になる可能性があるかと思います。
菊池様がアドバイスしているKT88を抜いてチェックする場合、別にDC150Vの電源を用意してKT88のカソード抵抗の両端に接続することをお勧めします。
先にも書いたように”ＫＴ８８は抜いておいて”下さい。
決して安い球ではないのに、これ以上暴走させるとボケてしまう恐れがありますからね。
レポートを読むと、カソードフォロワー段の動作が怪しいですね。
出力管を外しているのでＢ電圧が２割位高く出るのは想定内ですが、
カソフォロ段のカソード電位が回路図と２倍近く違うのは、明らかに異常です。
さらに
>そこの電圧は116Vのところ231Vあります。
というのも明らかに異常ですから。
そこで、初段のプレートとカソフォロ段のグリッドを繋いでいる
パラレルのコンデンサーというのを外して見て下さい。
そしてＫＴ８８は抜いた状態で電源を入れてカソフォロ段の各電圧を測定して見て下さい。
・・・このコンデンサー周辺の配線間違いか、ショート故障を疑っています。
ここまでやって見て下さい。
ありがとうございます。
回路図を貼り付けようとしたのですが、出来なかったので、文章にします。
B電源回路は省略して、B1・500V出力トランス、B2・338Vカソードフォロワー(6SN7）、B3・290V初段（6SJ7）です。
ヒーターバイアスは、KT88 6SN7間140V B3～E接続
ここまでは、ほぼ回路図通りの電圧が出ています。
KT88のカソード⑧は出力トランス２次側16Ω端子からの接続でコンデンサとパラレルの1.5KΩ/25Wからの接続で270KΩとパラレルのフィルムコンデンサを挟んで初段G2への負帰還回路になっています。⑧E間の抵抗値は1.5KΩでした。
KT88の③・④は100Ωを繋いで出力トランスPで、回路図では463Vなのですが、B1・500Vがそのまま出ている感じです。⑤は6SN7のカソードに接続で30KΩを挟んでEです。電圧は回路図では125Vなのですが、238Vあります。
B3は初段Pと6SN7G間に150KΩとパラレルのフィルムコンデンサを挟んで接続してあります。そこの電圧は116Vのところ231Vあります。
KT88の⑧は回路が安定した状態で150Vというところ、電圧が上がり始めたところで暴走してしまったので、測れていません。
取り敢えず先述の各電圧は初段と6SN7を挿した状態でのものです。
こんな感じです。
よろしくお願いいたします。
ＭＪ誌は購読していないので回路が判らないのですが、一般的な方法として・・
１．まずテスターがないと何も出来ないので、新しいのを購入して下さい。
２．そして電源は切った状態でＫＴ８８ソケットの８番端子（カソード）とアース間の抵抗値を測り
回路図と合っているか確認してみて下さい。（パスコンがある場合は、数値が安定するまで
しばらく待ってから読み取って下さい。）
３．次にＫＴ８８を両方とも抜いて電源を入れ、ＫＴ８８ソケットの４番端子（スクリーングリッド）と
５番端子（コントロールグリッド）の電圧を測定し、同じく回路図と合っているか確認して下さい。
とりあえず、ここまでやって見て下さい。
それとヒーターバイアスを掛けているのは、
どの球に対してなのか教えて下さい。
2023年2月号の征矢進氏KT88アンプについての質問なのですが、どなたかご存知の方はいらっしゃいませんでしょうか？当方、詳しい回路図なら読める程度の（勿論設計は出来ません）者です。記事を見ながら製作してみたのですが、KT88が暴走・破損してしまい、巻き添えでテスターまで壊れてしまって原因を探る事が出来ません。手持ちの部品と予算の関係で初段管を6SJ7に、出力トランスをゼネラルトランス15WS－1.6Ωに変更しました。何度チェックしても配線ミスは無いと思うのですが，わかりません。B＋電圧は1・2・3共に正常、ヒーター電圧、ヒーターバイアス電圧も正常です。その後のチェックが出力管の暴走で出来ません。こういう場合はどうやって対策を進めていけば良いのでしょうか？
どなたかアドバイスを頂ければ幸いです。
土屋様
御示唆いただき、ありがとうございます。
色々と、単純ではないことを理解いたしました。
自分なりに実験・考察を経た上で、また御指導頂ければと
思っております。どうか長い目で見守っていただければ。
おはようございます。
密着ではなくギャップ幅の倍以上離した位置に磁石を付けないと定格電流を維持できないかもしれません、又この用途に適した着磁方向の物が入手できるかという問題があるかもしれません、実際に始めてみると色々ありそうですね。
ギャップに蓋する感じで磁石を密着させ、ギャップ幅1mmm磁路長100mmと仮定すれば磁石磁束の90％以上は鉄心側を通過する事になるのでそれなりのバイアスを得られる様な気がします。
棒状コアはその両端から先が空気なので磁界が通りにくい為インダクタンス値が小さくなりますので電源チョークには向きません。磁界の通り易さを透磁率と言いますケイ素鋼板は1ｋ以上ですが空気はほぼ1.0です、1ｍの鉄心と1mmのギャップでは1ｍの鉄心の方が磁気抵抗が低いという事です。
昔の記憶なので間違ってるかもしれませんし実験で確認した分けでもありませんご理解下さい。
ありがとうございます
ギャップをそのままにその部分に覆うように磁石を当てるという感じでしょうか？
自分が考えているのは、閉じた鉄心系ではなく、解放された鉄心つまり、たんなる鉄の棒状のもの（薄板を重ねた）にコイル（枠巻き）をはめ込んで、その棒状の鉄心の上下に磁石を設置するという誠に原始的な方法なのですが、いかがでしょうか？
磁石バイアスは、スイッチング電源におけるトランスでの採用例があるようでした。やはりご指摘の通り高周波だと適用は容易なのかもしれません。
＞SVR,PSRR
リップル耐性みたいなことでしょうか？ それを素子ではなく回路で実現する、と。具体的にはどうしたらよろしいのか、ヒントでも頂ければ。
PPはその一つ（打消しでもありますが）かとは存じますが。
フェライトやネオジウム磁石の比透磁率はケイ素鋼板に比して大変小さく従って厚い磁石をシリースに入れると実行比透磁率が下がりL値が小さくなってしまいますので今のギャップを維持したまま或は半分位に狭くしてギャップ部に外から磁石を貼り付ければある程度のバイアス磁界は得られそうな気はします。高周波用だとコア材が比透磁率の小さいフェライトなのでその様な問題は軽減されるかもしれませんね。
私の知る限り有極チョークは聞いた事ありません。
アンプ回路側の対処はOPアンプで言うSVR、PSRR的な性能を上げるのが良いのではないかと思います。電源にはリップル以外に自信の信号や外来ノイズ等もあるので打ち消しは中々難しい面がありませんでしょうかね
やったことないので当てにならない話で恐縮ですが。
：SVR、PSRR
土屋様
いつも御指導頂き、ありがとうございます。
自分が見た文献で、低周波用のトランスの場合、コアギャップに磁石を挟むような形での模式図でしたが、そのギャップが0.5ミリとかは存じませんでした。0.5ミリですと、実際に磁石の適用は困難ですね。
もしかしたら、ギャップとは別に、更にコアに埋め込むとかなのかもしれません。
もっと簡便にはコアの外側に磁石を強引に貼りつける、という方法なので、強力な磁石を入手次第ご報告できればと考えております。ただ、磁束を中途半端にコントロールすると、特性的にさらに悪化する可能性もあり得るわけで、なかなか難しいところかと考えている段階です。つまりかなり大型かつ適度な磁力で打消しを図らないといけないということです。
整流用チョークについては、極性があるチョークは磁石内蔵型らしいのですが、実物を御存じでしょうか？ チョークの場合には、磁化をむしろ促進する方向で磁石を用いることになるような気がしてきました。
そのあたりも、御教示頂ければと思います。
＞リップルがあってもハムの出ない回路
打消しとかでしょうか？ 確かにそちらの方が王道な気が致します。
割り込みで申し分けありません。
文章にはフェライトと書いてあるので高周波用途と思いますが原理的には50hzでも成り立つと思います。アンプチョークのリップルはDCに比してかなり小さいのでギャップを0.5mm以下まで狭くし永久磁石を挟めばサイズが少し小さくなるかもしれませんね。実際は薄型の磁石はないので同じ効果を持つ別の実装方法を考えないといけないと思いますし他にも色々課題がありそうですね。個人的にはリップルがあってもハムのでない回路を作る方が容易と思います。
シングルトランス用はもっと課題が多そうな気がします。
思いつきで書いてるので間違ってるかもしれません。
ROEHRE様
いや、御指摘の通りであって、要するに磁化を強化する方向での
永久磁石の利用でした
であれば、ラダー型でも磁力を強化する方向で使うのであればと思いますが、そのためにはわざわざ回路の上下で通す必要はなく、単に
直列ないし並列で使えば良いだけのことでした。すみませんでした、理解が足りず。
ROEHRE様
御指導頂き有難うございます。
以下はwikiの引用です。
「EI形では、ソフト・フェライトだけでEとIの2分割になったコアから構成される「無極チョークコイル」と、Eの内芯部がやや短く、このEとIの間隙にハード・フェライトによる永久磁石が挿入された「有極チョークコイル」がある。有極のものは予め磁束がコア内に一定方向で存在しており、入力電流が脈流であれば新たに加えられるものと合成された磁束が中和点を経由して飽和点まで、無極のものの2倍ほどの変化が許容できるため、仮に同一能力であれば体積が半分程度で済む。」
これは、いわゆる交流電源フィルター用のチョークではないお話しということでよろしいでしょうか？
橋田様
トランスは一次→二次へと伝送するのが目的ですから、交流分で変化する磁気をつくれば良いわけで、なるべくなら、直流分をカットして直流磁化しない方が磁気飽和せずに済みます。
ところが、チョークは直流で磁化させることで、磁気慣性というのでしょうか、原理上、90度の遅れを生じさせて交流抵抗を得るのが目的です。なので、原理上、磁気をキャンセルすると、効果がなくなるかと思われます。
直列にも並列にも使えるチョークがありますが、逆接続しないように指定されているかと思います。
ＶＴ様
ありがとうございます。
複巻チョークについてラダー型のフィルターとして、磁化をキャンセルする回路は可能でしょうか？あまり見たことがないように思うのですが。
かなり前に、ＳＥなのにＰＰ用トランスを使いその半分を直流磁化キャンセル回路として無駄に電流を流すという発想を公にしました。また実際にそれに相当する回路も試みられておりました。自分の発想とは無関係なものが殆どですが。ＮＦＢ巻き線を使ったのもそれと軌を一にします。
ですがあまりに無駄が多いだろうということで一般化しなかったと思います。で、今度は、ＳＤＧｓ的に永久磁石でということです。これが日本語の文献ではヒットしないのです。
橋田様
ゼネラルトランスのPMC-1013HWのようにWがつくチョークコイルは複巻きになっています。
ちなみにNFB巻き線を使って直流電流を流して直流磁化をキャンセルするという記事を見た記憶があります。
ご参考まで。
重ねての投稿となります、お許しを（多分もうこれでしばらくはネタ切れですので）
トランスの直流磁化に対して、だったら磁石つかえば？と思ったのです。強力な磁石が手軽に入手できるわけだし。
で、ど素人が考えつくような、その程度のことは当然に先人はすでにやってたわけでした。昔のテレビセットではむしろ普通だったとの記述も。
実際にどうやるかというと、EIコアをぶった切って間に挟むみたいのが多いようです。トランスカバーをこじ開けて外して、むき出しのコアに切り込みを金ノコでギコギコ切って空いた隙間に磁石をセットする…、手が真っ赤になって途中で挫折する未来が容易に脳裏に浮かびます。
コアの外側に設置するというのもあるにはあるようですが、そもそもEIコアやトロイダルコアは、漏洩磁束をなるべく少なくするようにできているはずなので、効果が薄い気がします。
自分はむしろ、バーアンテナみたいな棒状のコアの両端に磁石を設置するようなのがいいのでは？と思うのですが、つまり磁束をダダ洩れにして、それを磁石で強制的に抑えつける、という作戦なのですが。トランスのコアだけを無事に取り出せれば、なんとかなりそうですけど、トランスをばらそうとして失敗した過去が…。
ちょろっとネットで調べた限りオーディオセットでの例を見つけられないでいます。外側設置でもそれなりの効果はある訳なので。スイッチング電源での実験例はみましたが。
あと、トランスではなくチョークの直流磁化も問題で、ダブル巻きチョークってなんで売ってないんですかね？ 二重にメリットあるような気がするのですが…。ダブルチョークが現実的でなければ、これも磁石での効果はありそうです。
なお、磁化矯正（強制的な矯正ですね）に使用する磁石はどのぐらいでダメになるのかも見極めが必要かもです。そのあたっりはあまり文献には書いてない。
色々と書き込んでいて、自分でやって報告せよとの御意見はごもっともなのですが、現下ＰＣオシロを使えるよう準備中です。すみません…。
ＶＴ様
引き続きありがとうございます。漸くBTLの挙動が分かった気が致します。
Ｋａｍｅｇｏｒｏ様
やんわりと私の間違った理解をご訂正くださり、またかみ砕いたご説明を頂き、ありがとうございます。
ＢＴＬでも電源電圧の制約を超えないこと、理解いたしました。
またバイアス電圧との関係についても御指摘頂き感謝申し上げます。
BTLが出てきた所で、真空管モノアンプ2台でBTLも（やや語義矛盾ですが）アリかもしれませんね。ハムノイズとかは消えるかもしれませんが、過渡特性とかは気になるところです、あと金属シャーシなら２台をくっ付けない配慮も。
半角ハンドルネームが先頭に来るとエラーを起こすこと、余計な打ち直しのお手間をおかけしてしまい申し訳ありません。
VT様
DアンプのSP出力がBTLの場合が多いと言う情報をありがとうございます。たとえば6V単電源仕様のDアンプでフル出力の時は、SP+端子は0～+6Vで、SP-端子は逆に+6～0Vというコンプリ動作をしているイメージですね。勉強になりました。
橋田様
もしそういう仕様のDアンプであれば、シングルエンド出力では12Vは出力できず、0V～+6Vの正の範囲しか出力されないはずですので、一度入力GNDに対するSP出力端子をオシロなどでご確認されることをお勧めします。
さらに、それで出力振幅自体が足りるとしても、直結する真空管のDCバイアスは、Dアンプの電源電圧に相当する分、通常よりカソードバイアスを高めに設定する必要がありそうですね。
橋田様
説明不足で申し訳ありません。
出力段が単電源のD級アンプの場合、信号が正の部分はSPの+端子に正電圧のパルス信号が出ていて-端子は(0V)、負の部分はSPの+端子は(0V)で、-端子に正電圧のパルス信号が出ているということでBTL出力としては正しい出力をしているというモノが良くあります。
(0V)という書き方をしたのは、GNDと導通していることで積極的に0Vになっている時間とGNDにも電源にも接続されない無接続状態という消極的な0Vの期間があるためです。
ということで、このようなD級アンプの場合、SP+端子とGNDの間には信号の正側しか出力されないためにBTL出力として使う必要があります。
ということで、D級アンプを使う場合はいろいろと確認が必要となると思われます。
ｋａｍｅｇｏｒｏ様（どうも前回同様に欧文半角を冒頭にもってくると禁止ワードのようですので、失礼をお許しください）
過分のお言葉に恐縮です。
インピーダンスマッチングと周波数特性との関係についてはさらに検討いたします。
引き続きご指導の程お願い申し上げます。
VT様
毎度のことながらありがとうございます。
BTLについて以前も御指導頂きました。
自分の11Vppという数値は、単純に、2W@8Ωを正弦波で計算しただけのことでした。で、自分がテストに供しているモジュールも12V程度までは許容するものです。
ですが、VT様の御趣旨は電源電圧からの制約かと存じますので、もし６V程度なら確かにそれを超えるのはBTLでないと難しい。ですので、今後所要の入力信号を得る場合には、それに対応する電源電圧を考える（もちろんそれに耐えるモジュールを使用する）ことと致します。
また、BTL接続は考えてはいませんでした。但しICやモジュール内部でBTL接続している場合、共通アースとなってはならないこと心致します。
さらにDアンプのみならず、半導体アンプで不平衡出力であれば、やはりそれをLRのチャンネルで不平衡の直結で受けるのは問題がありそうな気がして参りました。モノラルアンプに仕上げたところで、不平衡接続である限りは共通アースからは逃れられないので一緒ですね。出力でSPのマイナス端子がLR共通で、かつそれが入力のアースとも共通のようなモノだったらOKということでしょうか？
ドライブアンプがOPT出力かつ無不帰還であれば、出力は平衡的で、共通アースの問題はないと思いますが、その場合OPT背中合わせに回帰するのか（インピーダンスマッチングは保証される）、それとも、OPT逆接続なしにドライブ「役」のアンプのOPT二次側、すなわちパワー管のグリッド抵抗として８Ω程度の低抵抗を繋いで、エネルギーを熱として捨てるのがいいのか、そのあたりも検討するべきなのかもしれません。後者の場合には、パラドキシカルですが、結局ドライブ役のアンプよりも出力が低いパワードライブアンプもあり得るわけです。
例により不十分な理解を愧じますが、引き続きご指導頂ければ幸いです。
橋田様
D級アンプを直結して駆動する場合、どのような出力なのかを確認されたほうがよいかと思います。
8オーム2W程度のD級アンプですと、+6Vの単電源で動作するICがよくあります。
で、このようなスピーカー出力は+と-の2端子がありますが、いずれも0Vと+6Vの間で変化していて、BTL出力にすることで11Vppの出力を得ています。
ということで、D級アンプICのGNDと+出力の間では0Vから+6Vの信号しか得られず、しかもDCオフセット電圧があると思われます。
一方、-端子を真空管アンプ側のGNDに接続するなら真空管アンプ側のLR間はGNDどうしを絶縁しないとショート事故が生じることになるかと思います。
この辺りはOPアンプなどを用いるのとは異なる点になるかと思われます。
で、このようなことへの配慮が不要という意味ではトランスを挟んで絶縁してしまうというのはメリットがあるかと思います。
ご参考まで。
橋田様のオーディオ回路に対するあくなき好奇心に少しでもお役に立てているのであれば幸いです。今後のさらなる考察と実験検証に期待して応援しております。
まず、逆OPTによるイントラの適正な負荷抵抗は、その1次インピーダンス表記の抵抗値が妥当と言いましたが、それよりすこし高めに設定して高域（10KHz～50KHzあたり）のピーク特性をお好みにコントロールすればなお面白いと思います。
半導体回路と真空管の直結回路の共通アースに関する考え方の前提の1つめは、オペアンプや真空管のような電圧制御型の増幅素子は、その入力基準電位に対してゲインを生じるという原理です。
ですから、例えばオペアンプの場合はそのマイナス入力端子が、オペアンプの出力端子と、入力信号のGNDとの分圧点として与えられていると思います。Dアンプでも同様に入力信号の基準GNDがあるはずです。
その入力信号のGNDと、次段の真空管のグリッド電位の基準GND(カソード電位からのオフセット電位)、NFBを使う場合は出力トランスのスピーカー端子のGND側の３つが、一点に接続されている（共通にする）状態が望ましいはずです。よく一点アースといって一筆書きに接続され、入力コネクタのGND付近でシャーシに接続されたアース母線を見かけますが、それはその電線を電源電流が流れていない前提で信号基準電位を共通にするという理窟であります。（複数の電源のGNDを共通にするのとは趣旨が違います。）
さらに、2つめは電源投入時の過渡状態を考慮します。半導体の電源（スイッチング電源を含む）は立ち上がりが早く遅くとも1秒以内に静定しますが、一方、真空管が動作状態に達してプレート電流を生じるためにはヒーターが灼熱するまでの時間を要するため、傍熱管で10秒オーダー、直熱管でも1秒オーダーの時間を要します。ですから、前述のGND基準の共通接続が適切であれば、真空管が動作する前にGND基準の各制御電位が確定しますので真空管にとっては準備が整っている訳で、過渡状態もさほど気にする必要はない様に思います。
音色的に味付けの少ない半導体アンプで、様々なパワー真空管を駆動してスピーカーを鳴らす、
そしてその真空管固有の音質を楽しんでみたい、という試みではないかと推察しました。
なかなか興味深いですね。
ありがとうございます。
御指摘の通りです。自分の前提が間違っていました。
真空管単体の入力インピーダンスは無限大に近く、したがってトランス結合に際して、トランス表示のインピーダンスにほぼ合致するようにグリッド抵抗を設定するべきこと、従って、例えば、8Ω：５kのトランス（逆接続）であれば、グリッド抵抗を５kとして、ドライブ側アンプの出力インピーダンス8Ωに合致させるようにいたします。
なお、Dアンプ等との直結の場合には、ドライブに必要な電圧を得られるのかどうかで、確かに2W@8Ωであれば、確かにP-Pで11Vであり、中出力管には足りません。
ただ、それよりも動作電源電圧が高いアンプも利用は容易なので、そのあたりを考えてドライブ電圧を高く設定するか、逆に試験的に低いドライブで済む小出力管でまず試行してみるか、そのあたりを考えてみます。
DCの独立性ですが、アースの取り回しとかよくわからないところがあります。オペアンプをお使いになって直結されたとの事、その場合のアースは共通アースで問題ないのでしょうか？
なお独立性に関して、真空管用の電源に簡易的にスイッチング高圧電源を使う場合には、それのアイソレーションの内容と耐圧等が問題になりそうです。
それから、Dアンプにもいろいろあり、高周波垂れ流しタイプについては、その対策も必要であること、御示唆いただいた通りかと。
総じて、「何のためにやってるのか」感が強いかとは存じますが、ひところ（今も？）、真空管プリアンプを音源とメインアンプの間に挟むのが流行っていたのですが、それでも「真空管のアンプの音がする」という評価が大勢であった気がします。
このパワードライブは、それとは逆（？）に、最終的には市販のオーディオセットとしてのメインアンプを、真空管アンプのプリアンプとして使うことを目指す、というものなのです。
半導体アンプ側が、送り出しに際して特に低インピーダンスで受けることを要求していないなら、そもそも高インピーダンスである真空管の入力に直結しても（DC的に問題がないなら）アンプとして成立するだろう、ということなのですが。
色々と基本的な点につき広範に御指導頂きましたこと、深く感謝申し上げます。
大変興味深く読ませて頂きました。以下は一般的なことを述べますのでもし間違っていたらすみません。
真空管の第1グリッドは、負のバイアスの領域（カソードより電位が低い状態）かつ高周波でないオーディオ帯域では、入力インピーダンスは無限大と見なせると思います。（実際6V6では10pF程度の容量はあります。）
但し、動作時に僅かに漏れ電流が生じますので、DCバイアス電圧を固定するために第1グリッドには負電源（またはGND)との間にグリッド抵抗を設ける必要があります。
一方、第1グリッドを正のバイアス領域まで駆動する場合は、流入電流が生じますので非線形な状態となり複雑な動作となります。ご存じの通りカソードフォロアー直結ドライブはそのような影響を抑える駆動方式です。
一方、出力インピーダンスが数Ω以下の半導体アンプの負荷として影響を受けるほどの電流ではありませんのでそれも無視出来ると思います。
逆OPT式のインプットトランスに負荷抵抗を付けない（または数100KΩのグリッド抵抗だけの）ときは、2次側を開放で使用しているに等しく、1次側の入力インピーダンスは8Ωよりかなり高くなっていると想像されます。例えば3KΩ側には3KΩぐらいのダンプ抵抗を付けるほうが周波数応答的にも、入力アンプの適正負荷のためにも好ましいのではと思います。
私はオペアンプ直結でパワー管を駆動したことはあります。けれどもDアンプは扱ったことがありませんのであくまで想像の話で恐縮ですが、直結駆動では、しっかりとDCが浮かないように対策をした後で問題があるとすれば、
①Dアンプ出力部のパルスを除去するためのLPFカットオフ周波数が適切に機能するために低めの負荷抵抗(グリッド抵抗)を付けることが必要かも知れないことと、
②Dアンプの最大出力電圧がパワー管を駆動するに足りているか否かでしょう。8Ω2Wのアンプであれば11Vpp程度の出力電圧が望めますが、6V6三結をフルスイングするには37Vppぐらいは必要だと思います。
内容的には全く別の話題ですが連投になりますことをお許しください また内容は極めて初歩的で当方の勘違いや無知に満ちております しかも出来上がるアンプは、hifiとは程遠いきわめてクオリティの低いものであることも予めお断りしておきます
今から約5年ほど前、2020年4月頃に、このBBSにて、OPT背中合わせによる出力管ドライブの可能性について質問させていただいたことがありました
その際に、色々な方々から御指導を頂き、また親切にも追試により測定までして頂き、誠にありがたく思っております
その後もこのBBSへの言及はないものの、明らかにそれらを参考としたと思われるものを含めて、背中合わせ作例等もネット上には散見されるので、一定の反響はあったかとは思いますが、自ら申し上げるのもなんですが、所詮キワモノ、おあそび的要素は強く、超高価なイントラが入手できるならそれに越したことはない、程度の存在だったかと思います
最近その発展形（？）として、小出力アンプの出力にOPTの逆接続をして、次段出力管のドライブとするという構想を、約１年前に別のBBSにて投稿したところ、尊敬するある方から特に御興味をお示し頂けたのみならず、ありがたくもお励ましすら頂き、お陰様で予備実験などを経て漸く実験機の音出しに成功することができました そこでむしろ前回の経緯もあることから、ここに御報告旁、広く皆様に御指導頂きたく敢えて書き込んだ次第です
今回の実験機の構成は、
２W程度のDアンプ→OPT逆接続（8:5k）→6V6（T）→OPT→SPということで、いわゆるドライバー管はありません
KT88、EL34等の中出力管でもドライブは充分できます（正確にはできる「はず」ですが、特に問題があるとは考えていません）
ただし、6V6ではゲインが過大に過ぎるのです 実験機は単に「壊れてもあまり惜しくはない」エミ減気味の6V6が転がっていたにすぎません
universal-power-drive としたのは、初段の駆動アンプは特に限定はなく、通常のSPを鳴らせるアンプならその種類を選ばないということに由来します
２W程度のDアンプなら、極めて低廉な価格で入手可能なので、上記の回路は、その部品調達コストも低く、また、実際に回路を組むに必要な投入労力についても最小限故（おそらくベテランの方なら半時間もかからず）追試は可能かと存じます
このUPDの設計（というほどのものでもない）で肝心なところは、①インピーダンスマッチングと、②ゲインの調整で、さらにはそれが、③前段の外部アンプ（ドライブアンプ）の動作にどういう影響を与えるのか、の考慮となります
まあ③は①と密接不可分ですから、実質的に同じことなのかもしれませんが
このパワードライブという発想自体は、古くからその実例は存在し、特に目新しいものとは言えません
例えば有名な佐久間アンプがそれであって、実際にインピーダンスマッチングはある程度は保証されており、それとゲインの確保がうまくいっている例かと思います
845ドライブによる845パワーアンプのように、ドライバー管と出力管が同一の真空管の場合には、さらに歪みの打消し等も期待できたのかもしれません
ただ自分の今回のは、ドライブアンプについては、とにかく音が出るアンプなら、何でもいいので、そのアンプが次段のパワー管段の入力インピーダンスを考慮した時に、トランスを介して、そのアンプの健全な動作条件の範囲にあるかどうか、が問題となるということになります つまり、前段アンプの出力インピーダンスが、パワー段の入力インピーダンスと、トランスを介して整合するかどうかなのだということです。その条件は上記の①と③であって、絶対的に必要な条件です
ここからが自分が考えた計算です
パワー段の前段から見た入力インピーダンスは、グリッド抵抗と真空管内部抵抗とパワー段のOPTの一次インピーダンスの並列であり、グリッド抵抗500k、内部抵抗を1.4kΩ、OPT1次を5kΩとした場合、グリッド抵抗の分はあまりに大きいので無視できる（実際に計算しても無視できる値になる）
残り二つの合成インピーダンスは、
1.4k・5k/(1.4k^2＋5k^2)^-2≒1.35k となります
今、OPT逆接続で、例えば、8Ω:3kのOPTであれば、
初段の出力インピーダンスとしては、3.6Ωの負荷を与えていることになり、それが初段のアンプの正常動作の範囲内であるのかどうか、という問題になり、Dアンプの場合には多くの場合その程度の負荷でも許容範囲であるということになろうかと考えました
この場合、すでにご指摘いただいた所ではあるのですが、上記②の要件で、ゲインが上がりすぎる（約26dB）ので、むしろマッチングトランスのような600Ω:8Ωのトランスを使えば、19dB程度になって、昇圧の無駄は避けられるかもしれませんし、インピーダンスは、逆にドライブアンプには18Ω程度の負荷になって、一般論的には高負荷の方がアンプには「優しい」ので望ましいことになりそうです
今、考えているのは、さらに、このドライブアンプを直結したらどうなるか、です つまりOPTの逆接続すら外すということです
DC的には、別電源とすれば、特に問題はないように思いますが、AC的に、例えばドライブアンプにDアンプを使ったとして、次段の入力インピーダンスの1.3k程度を負荷させても、壊れないのか、壊れないとしても動作条件として健全な範囲と言えるのか、の問題なのです
初段ドライブ段なら、そもそもDC的に大丈夫なのかがまず問題となり、仮に問題がないならAC的には動作曲線で解析は可能（自分の能力的に、ですが）、半導体回路となるとお手上げで、発振可能性を含めよくわかりません
そのあたりについても、御指導頂ければ幸いです
長々と失礼致しました
土屋様
優しく御指導頂き、ありがとうございます
インピーダンスの計算で、インピーダンス比は、巻き数比の二乗ですが、
1次側純抵抗分は単に電圧に比例するので巻き数比だろう、と考えたところが間違っておりました
1000で割るなら、1次200Ωでも、2次換算で0.2Ωで、大したことはないですね
鉄損分については、結構大きいのかもしれませんが、実際のデータを含めてなお考えてみます
かなりの部分が熱として放出されておりますので、エネルギーロスを等価抵抗分として換算する等を考えておりますが、たぶん、そんな単純な話でもないような…
ただ、土屋様の御示唆によれば、むしろＳＰ側の制動力を考えた方がよさそうで、あまりアンプ単体でＤＦを論じても意味がないのかもしれません
不肖、自分の発想も、まさに一般的に言われているアンプ単体のしかも特殊な条件下でのＤＦ（らしきもの）「だけ」を論じることの意味を問うものだったので、その点については方向としては間違ってはいなかったかと
所で、自分のがあまりにプアなシステムだからなのか、コンサートホールでの拍手が拍手として聞こえないのは、やはり低音再生に問題があるのでしょうか？制動とかがモロに関係しそうな直感が致します
橋田さん
インピーダンスは巻き数の二乗に比例するので（一次側直流抵抗÷32）→（一次側直流抵抗÷1000）だと思います。
SPを含む系全体のダンプインピーダンスは（アンプ内部抵抗＋SPインピーダンス）なのでアンプ側が8Ωより十分低い値であれば総合特性には殆ど音に影響しません、個人的にはアンプ側が2Ω以下であれば聞き分けるのは難しくなると思います。
系のダンプインピーダンスが小さいとSPの過当応答は短時間で収束しダンピングの効いたクリアーな音になるのですが、過渡応答はSP自体の制動力にも大きく影響を受けます。一般的にPA用SPは感度が重視され結果的に強い制動力を持つので過渡応答収束時間は短いのですが強い制動力の故に低域が出にくくなっています。Hifi用途のSPパラメータはこの兼ね合いの良さそうな所に設定されてると思います。
私は専門家ではありません間違った内容が含まれている可能性がありますご注意くださいませ。
土屋様
専門的見地からお教え頂き誠にありがとうございました
NFBによるDFの改善は良く知られていて、これは、元のDFの値をD0 、真数でβのNFBをかけた後のDFをDn とした場合、
Dn=(D0+1)・β－1 です
例えば、6dBのNFBをかけた場合、元のDFが２だったなら、
（２＋1）×２－１で、DFは、５と劇的に改善されます
銅損については、少し考えてみました（間違っている可能性が高いです）
具体的に計算すると例えば、真空管内部抵抗が5kΩ、負荷インピーダンスが8Ω、出力トランスのインピーダンス比が、8kΩ：8Ωの時
銅損を考慮しないと、ＤＦは、1.6
しかし、出力トランスの１次側直流抵抗を200Ω、二次側直流抵抗を 0.5オームとした場合、巻き数比は32で、スピーカー側から見たアンプの内部抵抗は、二次側直流抵抗＋一次側直流抵抗÷32＋真空管内部抵抗÷1000となり、結果的に、0.5＋6.3＋5=11.8 となり、DFは 0.68程度と悪化します この悪化は元のDFが低いほど影響は大きいことになります
鉄損については、ちょっとわからないというか、OPTの定格からエネルギーロスとして出る分を内部抵抗に積み増すのでしょうが、なお考えてみたいと思います とにかくそれを考慮するとさらに内部抵抗は高くなる、つまりDFが悪化する方向での考慮となりそうです
DFについては、実際の負荷であるSPのインピーダンス周波数特性に依存することは夙に知られていて（『だから』低DFアンプはドンシャリになると等の説明）、ですが、むしろアンプの内部抵抗の方も、周波数依存性が高いことは、考える前のイメージとはかなり違っていて、したがって、抵抗を繋いだだけの疑似低DFアンプで、低音のダンピングが効かない音をもって、真空管アンプの本質を語ることもできないし、更に言えば、アンプの周波数特性なるものにこだわる理由にも乏しい（「〇〇Hzから〇〇Hzまでフラットです」みたいな）ように感じました
作例で周波数特性を載せるのであれば、１W固定での出力レスポンスではなく、内部抵抗特性を、更に言えば、再現性は低下するものの、実際のスピーカーからのレスポンスを示した方が、まだマシという気が致しますが、いかがでしょうか？
「出力トランスの１次インピーダンス/真空管内部抵抗」
ご推察の通りこれは理想トランスを無帰還で使った時のアンプのDFという事でしょうかね。
理想から外れる部分としてオーディオ帯域では、巻き線抵抗（銅損と言います）、巻き線インダクタンスと漏れインダクタンス、鉄損（渦電流損＋ヒステリシス損）、浮遊容量、銅線の表皮効果、等があります又真空管の内部抵抗は動作点により複雑に変化しますし負帰還（FN）量と回路の周波数特製からも大きく影響を受けます、昔の知識なので間違ってるかもしれませんが。
蛇足ですが長距離電力送電線は表皮効果の影響を少なくするため数本の電線をパラレルにし丸く数十cm離した状態の物を一本として使います。
もしかしたら、色々捨象した上で計算も省略すると、DFってのは、結局、
「出力トランスの１次インピーダンス/真空管内部抵抗」なんじゃないか、ただし、銅損は捨象する、と考えました
負荷側も８Ω抵抗負荷としてです
で、実際にそれでいいらしいってのを知りました
ですが、銅損捨象していいのかと逆に思い始めました
つまり、誘導性インピーダンスだけの世界ではなく、
出力トランスの１次側と２次側のそれぞれの直流抵抗分を考慮して、
その比を求めることになろうかと
誘導性インピーダンス自体は周波数依存性がありますが、比になれば、
それは両辺で消去できるので、結果的にDFの理論値は周波数依存性はないのでしたが、抵抗分を考えると、俄然周波数は捨象できなくなります
両辺をfで割れないので
なので、やはり理論値でも、つまり負荷の側のインピーダンスを
８Ω固定にしたとしても、アンプ側の内部抵抗は周波数依存性がありそうです
一般的には、DFの周波数依存性は、もっぱら負荷抵抗側の、すなわちスピーカーのインピーダンス特性によると考えられてきた気がしますが、実はアンプ側がトランス負荷である限り、その周波数特性、つまり誘導性リアクタンスを考えないといけないように思いますがどうなんでしょうか？